Deoarece amplificatorul operațional este un amplificator cu mai multe trepte cu un câștig foarte mare, probabilitatea de autoexcitare atunci când este introdus feedback negativ este foarte mare. Prin urmare, pentru a asigura stabilitatea Adăpostului, este necesar să se ia măsuri speciale. Stabilitatea OS este evaluată folosind caracteristicile amplitudine-frecvență logaritmică (AFC) și frecvență de fază (PFC).
La construirea răspunsului în frecvență, o scară logaritmică este de obicei utilizată de-a lungul ambelor axe de coordonate, adică câștigul este exprimat în decibeli. Folosind formulele (4.42), (4.46) și presupunând că 2, este ușor de construit răspunsul în frecvență și răspunsul de fază pentru o etapă. Pentru comoditatea analizei, caracteristicile sunt aproximate sub formă de linii drepte (Fig. 6.15).
Răspunsul în frecvență este o linie orizontală la nivel. La frecvența de tăiere, întreruperea și răspunsul în frecvență este o linie dreaptă cu o pantă de 20 dB când frecvența se modifică cu un factor de 10, adică 20 dB pe deceniu. Astfel, rata de dezintegrare a răspunsului în frecvență, construită pentru o cascadă la , este egală cu .
Dacă evaluăm rata de decădere a răspunsului în frecvență folosind o octavă (o modificare a frecvenței cu un factor de doi), atunci putem presupune că rata de decădere a răspunsului în frecvență a unui amplificator cu o singură treaptă este (Fig. 6.15, a).
Frecvența de tăiere corespunzătoare întreruperii răspunsului în frecvență aproximativă este aproximativ egală cu frecvența de tăiere a câștigului în răspunsul în frecvență reală. Eroarea maximă a egalității lor la aproximarea răspunsului în frecvență este de 3 dB.
PFC construit folosind expresia (4.46) (Fig. ) poate fi, de asemenea, aproximat ca o linie dreaptă trasată de la un punct la altul , unde 90°. La frecvențe, PFC este reprezentat de o linie dreaptă orizontală la nivel. Cu o astfel de idealizare, abaterea de la răspunsul real de fază nu este mai mare de 5,7 °.
Caracteristica amplitudine-frecvență a unui amplificator cu mai multe trepte este construită prin însumarea răspunsului în frecvență al treptelor sale individuale și are mai multe întreruperi, al căror număr corespunde numărului de trepte.
Pe fig. 6.16, a arată răspunsul în frecvență al unui amplificator cu trei trepte, construit prin însumarea răspunsului în frecvență al cascadelor cu frecvențele de tăiere și câștigurile de joasă frecvență.
Caracteristica fază-frecvență a unui amplificator cu mai multe trepte (Fig. 6.16, b) este construită prin însumarea caracteristicilor de fază ale etajelor individuale cu răspunsul în frecvență construit mai sus.
Din fig. 6.16, dar se poate observa că în intervalul de frecvență de la până la, rata de decădere a răspunsului în frecvență este , de la până la , iar în zona de la până la sute - 60 dB (- frecvența câștig unitară).
Astfel, fiecare etapă mărește rata de decădere a răspunsului în frecvență cu .
Defazatul la frecvență este de -45°, la frecvența - 135° și la frecvența - 225° (Fig. 6.16, b).
Odată cu introducerea feedback-ului negativ, unghiul de deplasare între tensiunile de ieșire și de intrare ale amplificatorului trebuie să fie de 180 °, dacă patrupolul de feedback nu are elemente reactive, adică [vezi. formula (2.34)].
Cu feedback pozitiv, luând în considerare, avem .
Astfel, pentru ca feedback-ul negativ să devină pozitiv datorită elementelor reactive ale amplificatorului, o schimbare de fază suplimentară trebuie să fie de 180 °.
Pentru a asigura marja stabilității de fază a amplificatorului, presupunem că deplasarea nu trebuie să depășească 135°. Apoi putem presupune că regiunea de stabilitate a funcționării unui amplificator cu mai multe trepte, în special a amplificatorului operațional, cu introducerea feedback-ului negativ este determinată de secțiunea răspunsului în frecvență cu o scădere, deoarece schimbarea de fază la frecvență. este 135°.
Cu feedback negativ profund.
Pe fig. 6.16, a, exprimat în decibeli, poate fi reprezentat prin linii drepte 2 și 3, reflectând diferite adâncimi de feedback. În punctele de intersecție a acestor linii cu răspunsul în frecvență al amplificatorului fără feedback A și B avem , adică în aceste puncte este o altă condiție pentru autoexcitarea amplificatorului
Astfel, la frecvențe, amplificatorul nu este autoexcitat, deoarece, în ciuda îndeplinirii condiției (6.22), este asigurată o marjă suficientă de stabilitate a fazei. La frecvențe, amplificatorul funcționează instabil, deoarece pot fi îndeplinite ambele condiții de autoexcitare a amplificatorului (6.22) și (2.34).
Pentru a crește stabilitatea amplificatorului operațional cu introducerea unui feedback negativ profund, corecția răspunsului în frecvență este efectuată folosind circuite β pasive incluse în circuitul amplificatorului operațional. Circuitele corectoare modifică răspunsul în frecvență în așa fel încât scăderea acestuia la toate frecvențele este (Fig. 6.16, a). Cel mai simplu mod de a corecta răspunsul în frecvență este să includeți un condensator cu o capacitate suficient de mare în circuitul op-amp, astfel încât constanta de timp a circuitului corector să depășească . Apoi răspunsul în frecvență al amplificatorului se va deplasa spre stânga, iar punctul corespunzător frecvenței sale de tăiere va fi determinat de valoarea capacității, iar declinul răspunsului în frecvență este în intervalul de frecvență. Dacă frecvența este mai mare decât frecvența de răspuns în frecvență corectat, atunci amplificatorul va fi stabil la orice adâncime de feedback pe întregul interval de frecvență de operare de la 0 la . Dezavantajul acestei metode de corecție este că prin asigurarea stabilității amplificatorului îi vom limita lățimea de bandă.
În prezent, industria noastră produce amplificatoare operaționale de uz general, în dezvoltarea schemelor de circuite din care se ia în considerare utilizarea unui condensator de corecție. Amplificatoarele operaționale, numite amplificatoare corectate intern, nu necesită elemente corective suplimentare și sunt stabile la orice profunzime de feedback pe întreaga gamă de operare.Cu toate acestea, lățimea de bandă îngustă limitează utilizarea amplificatoarelor corectate intern.
Dacă este necesară amplificarea semnalelor de înaltă frecvență, atunci se utilizează un amplificator operațional cu corecție externă, atunci când amplificatorul are cabluri externe suplimentare pentru conectarea circuitelor corective.
Acești pini vă permit să selectați corecția optimă a răspunsului în frecvență al amplificatorului prin conectarea la pinii de corecție ai condensatorilor sau circuitelor plutitoare. Specificațiile producătorilor de amplificatoare operaționale oferă de obicei instrucțiuni pentru utilizarea circuitelor de corecție externe.
Sarcina traducerii nedistorsionate a unui program sonor de la interpret la ascultător este la fel de veche ca lumea. Ca lumea electroacusticii...
Raymond Skuruls este inginer radio și inginer de sunet, fondator și proprietar al Acoustic Power Lab. În 2005, după trei ani de muncă, primește un brevet leton (LV1334213) pentru o nouă tehnologie de corectare a caracteristicilor de frecvență ale difuzoarelor. Revista Pro Sound News Europe numește tehnologia de corecție AJFL drept una dintre primele trei inovații în acest domeniu din Europa. În urma rezultatelor expoziției AES de la New York, noua dezvoltare a fost distinsă cu Premiul de Excelență 2007. În 2010, autorul dezvoltă o versiune a tehnologiei pentru utilizare într-o mașină.
Una dintre condițiile necesare pentru aceasta este absența distorsiunii liniare. Dintr-o scurtă privire academică, totul pare foarte simplu: am măsurat răspunsul în frecvență, am creat un filtru corectiv și treaba este gata. Au fost făcute o mulțime de astfel de încercări, dar rezultatul nu a fost încă atins. Bineînțeles, conform autorilor acestor încercări și a marketingului lor de sprijin, există un rezultat. Dar lumea nepasională a profesioniștilor rămâne de altă părere.
Problema este că mijloacele tehnice de evaluare a sistemelor de sunet primesc și evaluează sunetul diferit decât auzul uman. Ei „văd” mai multe „probleme” decât percepția noastră auditivă (oricât de paradoxal ar suna). Aceste probleme își au originea în interferența fizică a undelor sonore în locul unde este măsurată presiunea sonoră. Dar interferența apare doar atunci când, în cel mai simplu caz, sosesc două semnale - direct și reflectat (caz stabilit). Dar pentru o scurtă clipă există doar un semnal direct și nicio interferență. Acest scurt moment este suficient pentru ca audierea noastră să facă o evaluare.
Voi încerca să demonstrez selectivitatea temporală a auzului și capacitatea sa de a ignora interferența cu două experimente ușor de repetat. Experienta in primul rand. Semnal de test chirp (semnal sinusoidal cu frecvență care se schimbă rapid), scurt, 150 - 300 ms, logaritmic, sună subiectiv complet diferit atunci când este redat de la frecvențe joase la înalte și invers. Jucând „în sus”, semnalul pare slab, cu maxime pierdute. Jucând jos - sună frumos, muzical, cu înalte pronunțate. Și pentru analizorul de spectru, ambele cazuri sunt aceleași și nu se pot distinge.
A doua experiență. Să stăm în fața unui sistem stereo clasic. Să obținem un semnal mono. Dacă totul este în ordine în sistem, vom auzi o sursă de sunet imaginară îngustă exact la mijloc între difuzoare. Acum ne mișcăm dintr-o parte în alta. În acest caz, vom auzi doar că sursa imaginară se va mișca ușor în aceeași direcție ca și noi. Acum să punem microfonul în locul nostru. Vom asculta semnalul de la acest microfon și îl vom muta. Ascultați frumosul efect de flanger creat de filtrul cu pieptene variabil. Incearca-l.
Asa de. În opinia mea (pe care o transform în tehnologie reală de aproape un deceniu), este necesar să măsurăm și să evaluăm sistemul de sunet în același mod în care o face auzul nostru. Acest lucru s-a dovedit a fi posibil dacă, în loc să încercăm să înțelegem ceva din rezultatele măsurării presiunii sonore la un moment dat, am măsurat răspunsul în frecvență al puterii sonore emise de difuzor. Aceasta este baza muncii și a deciziilor mele.
Vreau să îmi iau libertatea de a reconsidera abordarea difuzării nedistorsionate a unui program audio. Iată principiul clasic. Într-o cameră (studio, zonă deschisă) este instalat un microfon în fața interpretului, care transformă presiunea sonoră într-un semnal electric proporțional, indiferent de frecvență. În spatele acestuia se află calea de transmisie (preamplificator, canal radio, dispozitiv de întârziere etc., etc.), care se termină cu un amplificator și un difuzor în camera de ascultare. Calea trebuie să transmită semnalul în același mod, indiferent de frecvență, iar difuzorul trebuie să transforme proporțional semnalul electric în presiune sonoră. Și din nou - indiferent de frecvență. Indiferent dacă difuzorul îndeplinește această cerință, ne-am asigurat într-o cameră dezactivată pe „axa sa acustică” și acum așteptăm succesul. Adesea, această așteptare se dovedește a fi zadarnică și naivă.
Abordarea pe care o dezvolt este diferită. Pentru a obține o imagine sonoră nedistorsionată, difuzorul de la locul de ascultare trebuie să radieze la fel sau proporțional în compoziția spectrală și caracteristicile temporale ale puterii sonore pe care muzicianul o radiază la locul interpretării.
Corectitudinea acestei abordări a fost deja testată în mod repetat în practică și a fost demonstrată cu mare succes la expoziția AES din mai 2007, când s-a jucat o înregistrare a unui duet de acordeon pe o cale corectată, terminând cu difuzoare Radiotehnika S90, binecunoscute rușilor. , și comparat cu o reprezentație live a aceluiași duet, care a acceptat să participe la experiment.
Apropo: iată un alt episod din viața lui S90. O mică companie rămasă de la nava emblematică a electroacusticii sovietice, Uzina de radio din Riga, a avut curajul să participe la testul celei mai mari reviste audio rusești cu difuzoarele sale de buget. Rezultatele au fost impresionante, fără un singur reproș la adresa sunetului și cu comentariul: „Nu e clar de ce sună bine”, în ciuda faptului că curbele de răspuns în frecvență nu au indicat deloc acest lucru. Răspunsul este simplu: la reglarea acestui difuzor s-a folosit programul și tehnica de măsurare AJFL.
Precizia metodei îi permite să fie folosită în studiouri cu monitoare de cea mai înaltă calitate, în timp ce, în același timp, posibilitățile de corectare a adâncimii sunt atât de mari încât chiar și o găleată va suna. Am avut aceasta experienta...
Cum este implementată în practică metoda de corecție a puterii acustice radiate? Presiunea acustică este măsurată în multe (aproximativ 200) puncte din spațiu situate pe o suprafață imaginară sau pe segmentul acesteia. Mai simplu spus: contorul desenează o grilă imaginară de linii verticale cu un microfon în aer, durează aproximativ un minut. Un program special dezvoltat fixează în mod independent valoarea presiunii sonore în puncte individuale, apoi calculează răspunsul în frecvență a puterii acustice (AJFL), care ia în considerare factorii de interferență și schimbările de fază. Pe baza acestei caracteristici se sintetizează o curbă de corecție. Este creat ca o imagine în oglindă a curbei de răspuns în frecvență a puterii radiate, în timp ce este posibil să urmăriți această curbă cu o precizie care nu este disponibilă cu egalizatoarele tradiționale. Faptul este că tehnologia AJFL folosește un filtru cu răspuns la impuls finit - FIR - ca egalizator. Nu este nou pentru inginerie radio, dar a fost folosit rar în echipamente audio până acum. Puteți spune chiar că nu a fost folosit deloc (cunosc un singur dispozitiv cu filtru FIR, creatorii săi înșiși nu știu să lucreze cu el). Acest lucru se întâmplă din trei motive: cerințe ridicate pentru puterea de calcul, beneficiu practic nesemnificativ din acuratețea rezultată și complexitatea controlului, de unde revenirea la egalizatoare parametrice și grafice ușor de înțeles și familiar.
Și încă ceva: corecția de fază. În tehnologia AJFL, se întâmplă automat. Faptul este că, dacă problema (denivelarea) a fost cauzată de un sistem de fază minimă (și acesta este majoritatea circuitelor electrice și filtrelor cu o cale de semnal de la intrare la ieșire), atunci prin crearea unui corector de fază minimă, problema este corectată. perfect - atât în amplitudine, cât și în fază. Filtrul de egalizare corectiv utilizat în sistemul AJFL este doar o fază minimă.
În 2010, a apărut o soluție pentru mașină. Aici a fost necesar să se modifice oarecum atât tehnica de măsurare, cât și unitatea instrumentală responsabilă de corecția ulterioară. Luând în considerare acustica răspunsului în frecvență al puterii radiate în cabină, care este mai complexă decât într-o cameră obișnuită, este luată în mai multe etape și în trei (nu două) coordonate. Rezultatele măsurătorilor sunt interpretate de o versiune specială a programului pe un laptop și încărcate într-un bloc care rămâne la bord între sursa de semnal și amplificatoare. În timpul măsurării și reglajului (acest lucru este important), este posibil, pe lângă corecția automată de-a lungul curbei „oglindă”, să se facă ajustări manuale, pentru aceasta este prevăzut un subsistem egalizator parametric de înaltă precizie.
Dimensiunile blocului cu intrări/ieșiri analogice și digitale sunt 18 x 15 x 5 cm, tensiunea de alimentare este de la 7 la 16 V. Există o intrare Remote și o ieșire Remote întârziată pentru controlul pornirii amplificatoarelor. Acum lucrăm la o modificare simplificată a dispozitivului, la jumătate din dimensiune și doar cu intrări/ieșiri analogice. Și în câteva luni, încărcarea „rapidă” a filtrelor prin interfața USB va fi gata. Deci, cred că încă mai avem un motiv să ne întâlnim aici. Și dacă nu vrei să aștepți - nu e greu să mă găsești, adresa este în acest număr al revistei.
Conform metodei AJFL, măsurătorile sunt luate nu în unul, ci în mai multe puncte care formează un segment al suprafeței
Demonstrarea metodei la expoziția AES din Viena în 2007
Pe baza puterii radiate sintetizate din setul de măsurători spot ale răspunsului în frecvență, programul construiește o curbă corectivă „oglindă”.
Rezultatul corecției: un pas de frecvență în unități de herți nu este disponibil pentru egalizatoarele tradiționale
Unul dintre cazurile severe (în mașină). Rezultatul este similar
Primul model auto al unității de corecție
3.2. Corecția de înaltă și joasă frecvență a răspunsului în frecvență al amplificatorului rezistor
Pentru a corecta răspunsul în frecvență al unui amplificator real pentru a-l aproxima cu răspunsul în frecvență al unui amplificator ideal (vezi Fig. 3.1), în regiunile LF și HF sunt utilizate scheme speciale de corecție.
Schema de corecție a răspunsului în frecvență RF utilizând inductanța corectivă Lk este prezentată în fig. 3.8.
Principiul de funcționare al acestui circuit se bazează pe o creștere a rezistenței RF a circuitului colector (Rk + jwLk). O creștere a acestei rezistențe cu creșterea w face posibilă creșterea câștigului cascadei la RF. O condiție necesară pentru eficiența acestui circuit este rezistența ridicată a rezistenței de sarcină externă Rl >Rk. În caz contrar, rezistența scăzută Rn va deriva circuitul colector, în timp ce câștigul cascadei va fi determinat de valoarea lui Rn și va depinde puțin de Rk și Lk. Circuitul echivalent al unei cascade cu corecție RF la 1/Yi > Rн > Rк este prezentat în Fig. 3.9, din care rezultă că răspunsul în frecvență RF al amplificatorului corectat este apropiat de răspunsul în frecvență al unui circuit oscilator paralel.
Prin urmare, cu o alegere neoptimală a parametrilor inductanței corective Lk, poate apărea o creștere a răspunsului în frecvență al amplificatorului, provocând distorsiuni ale semnalelor amplificate. Răspunsul în frecvență și RI ale unui amplificator cu corecție RF pentru parametrii optimi și neoptimi ai inductanței corective Lk sunt prezentate în Fig. 3.10.
1.Lk< Lопт 2.Lк = Lопт 3.Lк >Lopt
Se poate observa că corecția HF afectează doar regiunea HF (regiunea timpilor scurti - fronturi de puls). Când Lk > Lopt, timpul de creștere este cel mai scurt, totuși, are loc o depășire a semnalului de impuls de ieșire.
Schema de corecție de joasă frecvență a răspunsului în frecvență al amplificatorului este prezentată în Fig. 3.11, unde Rf și Sf sunt elemente de corecție de joasă frecvență, care îndeplinesc simultan rolul unui filtru de joasă frecvență în circuitul de alimentare al tranzistorul VT1.
Principiul de funcționare al circuitului de corecție de joasă frecvență se bazează pe o creștere a rezistenței circuitului colector în regiunea de joasă frecvență, prin urmare, ca și în circuitul inductiv de corecție de înaltă frecvență, acest circuit este eficient numai cu o valoare ridicată. -sarcina rezistenta Rl > Rk. Capacitatea condensatorului Ср este selectată astfel încât 1/wСФ să fie îndeplinită la frecvențe medii și înalte<< Rф (то есть Сф шунтирует Rф), поэтому цепь Сф, Rф практически не оказывает влияния на работу усилителя на СЧ и ВЧ. На НЧ сопротивление Сф становится больше сопротивления Rф, это увеличивает сопротивление коллекторной цепи и как результат - понижает нижнюю граничную частоту полосы пропускания усилителя. При этом отношение Rф/Rк определяет максимально возможный подъем усиления с понижением частоты w, который однако, реально всегда бывает меньше по причине снижения усиления на НЧ из-за разделительного конденсатора Ср.
Răspunsul în frecvență și RI ale amplificatorului cu parametri optimi și neoptimi de corecție de joasă frecvență (1 - fără corecție, 2 - corecție optimă, 3 - supracorecție) sunt prezentate în Fig. 3.12.
4. DESCRIEREA INSTALATIEI DE LABORATOR.
Configurația laboratorului include:
1) structura laboratorului;
2) alimentare laborator;
3) voltmetru universal (tip V7-15, V7-16).
4) generator de semnal de joasă frecvență (tip G3-56, GZ-102).
Structura laboratorului conține:
a) amplificatorul de rezistență AC cercetat cu un emițător urmăritor la ieșire pentru a asigura sarcina de mare rezistență a amplificatorului (vezi Fig. 4.1.).
b) un generator de semnal de impuls încorporat (cu capacitatea de a regla amplitudinea și durata impulsurilor), situat pe partea superioară a corpului modelului de laborator.
Structura laboratorului este alimentată de la o sursă de tensiune constantă En = +12V. Aspectul panoului frontal cu schema de circuit a layout-ului laboratorului imprimat pe acesta este prezentat în Fig. 4.2.
5. ORDINEA LUCRĂRII
5.1. Investigarea influenței unui condensator de decuplare asupra caracteristicilor unui amplificator.
a) Asamblați instalația conform diagramei din Fig. 5.1. Setați toate comutatoarele în poziția inițială 1.
Setați valoarea Uout în intervalul 10...30 mV pentru a asigura funcționarea liniară a amplificatorului. Investigarea dependenței lui Uout de frecvența f a semnalului de intrare (cu o valoare constantă a lui Uin), obțineți și trasați răspunsul în frecvență al amplificatorului la 2 valori ale capacității Ср (comutatorul S4). Când se studiază răspunsul în frecvență, se recomandă estimarea preliminară a regiunii de frecvență de amplificare uniformă, unde numărul de probe poate fi redus la 3...4. În intervalele de frecvență ale răspunsului în frecvență (LF și HF), numărul de puncte de eșantionare trebuie crescut la 4 ... 5.
b) Conectați la intrarea amplificatorului studiat un semnal de impuls de la un generator de impulsuri dreptunghiulare (vezi Secțiunea 4). Tensiunea de ieșire a amplificatorului este monitorizată cu un osciloscop. Desenați de pe ecranul osciloscopului pe un grafic forma impulsurilor la ieșirea amplificatorului (PX a amplificatorului) pentru două valori ale Cp.
Măsurați cantitatea de dezintegrare a părții plate din partea superioară a impulsului (în %) pentru două valori ale Cp.
Trageți concluzii despre influența condensatorului de izolare Cp asupra caracteristicilor amplificatorului.
5.2. Studiul influenței rezistenței colectorului asupra caracteristicilor amplificatorului.
Folosind schema și metodele de la p.5.1. Măsurați câștigul nominal Ko, luați răspunsul în frecvență și RI al amplificatorului pentru 2 valori ale lui Rk. Construiți răspunsul în frecvență și RI ale amplificatorului pentru două valori ale lui Rk.
Trageți concluzii despre efectul rezistenței colectorului asupra caracteristicilor amplificatorului.
5.3. Studiul influenței corecției de joasă frecvență.
Setați comutatorul S4 în poziția corespunzătoare valorii inferioare a Cf. Investigați răspunsul în frecvență și RI al amplificatorului pentru 3 valori ale parametrilor de corecție de joasă frecvență. Construiți răspunsul în frecvență și RI ale amplificatorului pentru diverși parametri de corecție de joasă frecvență.
Trageți concluzii despre influența Rf, Sf asupra caracteristicilor amplificatorului.
5.4. Investigarea influenței corecției de înaltă frecvență
Comutați S1 în poziția Rk max și comutați S5 în poziția 1.
Investigați răspunsul în frecvență și RI al amplificatorului pentru 3 valori ale inductanței corective Lk. Construiți răspunsul în frecvență și RI ale amplificatorului pentru diverși parametri ai corecției RF inductive.
Trageți concluzii despre influența lui Lk asupra caracteristicilor amplificatorului.
5.5. Pregătiți un raport de laborator.
Raportul trebuie să conțină:
a) un circuit al unui amplificator cu rezistență AC cu corecție LF și HF;
b) rezultatele măsurătorilor, tabele și grafice cerute de sarcinile de laborator;
c) o concluzie privind conformitatea rezultatelor obţinute cu datele teoretice.
6. ÎNTREBĂRI DE CONTROL
1. Elemente de stabilizare a temperaturii punctului de funcționare al tranzistorului și alegerea acestora.
2. Funcționarea unei cascade de rezistențe în regiunea LF.
3. Funcționarea unei cascade de rezistențe în regiunea RF.
4. Influența condensatorului de separare Cp asupra caracteristicilor amplificatorului.
5. Influența rezistenței colectorului Rk asupra frecvenței de limitare superioară și a câștigului nominal.
6. Principiul de funcționare al RF inductiv - corectarea amplificatorului rezistor.
7. Răspunsul în frecvență al amplificatorului cu parametri optimi și neoptimi ai elementelor RF - corecție.
8. RH a amplificatorului cu parametri optimi și neoptimi ai elementelor RF - corectare.
9. Principiul de funcționare a joasă frecvență - corectarea amplificatorului rezistor.
10. Răspunsul în frecvență al amplificatorului cu parametri optimi și neoptimi ai elementelor LF - corecție.
11. Amplificator RH cu parametri optimi și neoptimi ai elementelor de joasă frecvență - corecție.
7. L I T E R A T U R A.
1. Dispozitive de amplificare Ostapenko G.S. - M.: Radio și comunicare, 1989, subsecțiunile 1.4, 1.5, 3.2, 4.8.
2. Dispozitive de amplificare Voishvillo GV. - M.: Radio și comunicații, 1983, subsecțiunile 4.1.1, 4.7.3, 5.3.1, 5.3.3.
3. Mamonkin I. G. Dispozitive de amplificare. - M.: Comunicare, 1977, subsecţiunile 6.3, 7.3, 11.3.
Legăturile canalelor de difuzare introduc distorsiuni de amplitudine-frecvență. Aceasta înseamnă că câștigul sau atenuarea lor este o funcție de frecvență și răspunsul în frecvență al câștigului diferă de o linie dreaptă orizontală.
În multe dispozitive de difuzare, mărimea distorsiunii amplitudine-frecvență, care se manifestă ca o scădere a coeficientului de transmisie la frecvențe extreme, este redusă la o valoare normalizată prin construirea rațională a unui circuit electric, alegerea valorilor elementelor sale și operarea. modul și folosind feedback negativ. Dar caracteristicile de amplitudine-frecvență ale unor legături ale canalului de difuzare, liniile de conectare, dispozitivele de înregistrare și reproducere a sunetului, liniile interurbane, liniile de difuzare prin fir nu au o secțiune orizontală. În aceste cazuri, distorsiunea amplitudine-frecvență este redusă prin includerea unui circuit special în canalul de difuzare - circuitul corector KK.
Principii de ajustare
Raspuns in frecventa QC ar trebui să fie astfel încât caracteristica generală amplitudine-frecvență a legăturii de distorsionare și. QCîntr-o bandă de frecvenţă dată de la fmax inainte de fmin era o linie orizontală. Deci, condiția pentru corectarea frecvenței legăturii de distorsionare:
unde si - respectiv coeficientul de atenuare (transmisie) al legăturii de distorsionare și al circuitului corector.
Metodele de predistorsiune în frecvență sunt apropiate de metodele de corectare a distorsiunilor amplitudine-frecvență în ceea ce privește metodele tehnice și metodele de calcul. Preaccentuarea frecvenței se referă la distorsiunea artificială a spectrului unui semnal de difuzare pentru a îmbunătăți SNR. Preaccentuarea frecvenței este utilizată pe scară largă în canalele de difuzare, de exemplu, în liniile principale, în dispozitivele de înregistrare a sunetului, în emisiunile radio cu modulație de frecvență.
Deoarece SL-urile sunt incluse în canalul de difuzare în diferite combinații arbitrare, ele sunt considerate legături independente ale canalului. Nu este de dorit să se compenseze distorsiunile de amplitudine-frecvență introduse de SL în alte secțiuni ale canalului - LU sau PU, deoarece în acest caz este imposibil să manevrezi amplificatoare și SL și să conectezi orice SL la orice amplificator. Fiecare trunchi trebuie ajustat independent de celelalte legături de pe legătură. Identitatea răspunsului în frecvență al SL-urilor corectate facilitează funcționarea acestora și redundanța reciprocă. Răspunsul în frecvență al SL corectat ar trebui să fie în șablon:
În SL, sunt utilizate metode fundamental diferite de corectare a răspunsului în frecvență decât în liniile de difuzare cu fir. Datorită numărului mare de SL-uri conectate în serie la canalul de difuzare, este necesară o precizie mare de corecție (vezi Tabelul 1).
Liniile de legătură sunt încărcate cu rezistență activă, a cărei valoare este proporțională cu modulul de rezistență al valului SL. În aceste condiții, atenuarea SL crește monoton cu frecvența. Din punct de vedere fizic, acest fenomen poate fi explicat folosind un circuit echivalent.
Este valabil dacă lungimea liniei nu depășește un sfert din lungimea de undă a semnalului transmis, adică. cu o linie scurtă electric. Rezistența firelor de linie, împreună cu rezistența formată de rezistențele de scurgere activă și capacitivă dintre firele de linie, și rezistența de sarcină formează un divizor de tensiune. Pe măsură ce frecvența crește, modulul crește și modulul scade. Prin urmare, coeficientul de transmisie al acestui circuit scade odată cu creșterea frecvenței, iar atenuarea crește.
Distorsiuni suplimentare de amplitudine-frecvență apar din cauza modificărilor impedanței de intrare a liniei de conectare în domeniul de frecvență. Deoarece SL este sarcina LU, modificările impedanței de intrare a SL conduc la o modificare a căderii de tensiune pe rezistența internă a sursei de semnal de difuzare - LU. Dar cu o valoare mică a rezistenței interne a LU, aceste distorsiuni sunt nesemnificative și nu sunt luate în considerare.
Pentru a corecta răspunsul în frecvență al SL, se utilizează un cvadripol special cu parametrii concentrați - un circuit corectiv (CC). Atenuarea sa în intervalul de frecvență de operare ar trebui să se schimbe, astfel încât atenuarea totală a SL și QC să nu depindă de frecvență. Presupunerea că atenuarea totală a SL și QC este egală cu suma atenuărilor și este valabilă numai dacă impedanța de intrare a QC este constantă în intervalul de frecvență de funcționare și este egală cu rezistența de sarcină. În caz contrar, la conectarea SC la SL, sarcina SL se va modifica și atenuarea acestuia se va modifica.
QC ar trebui să introducă cea mai mare atenuare la cea mai joasă frecvență de operare. Până la frecvențe de 500-700 Hz, atenuarea ar trebui să rămână aproximativ constantă și apoi să scadă treptat la zero la cea mai mare frecvență de operare.Proprietățile fizice ale SL și QC sunt diferite; linie - un cvadripol cu parametri distribuiți, KK, - un cvadripol cu parametrii concentrați. Prin urmare, este imposibil să se obțină compensarea completă a distorsiunilor de amplitudine-frecvență introduse de SL folosind QC.
Cu cât se iau mai multe puncte pe axa frecvenței, pentru care atenuarea QC trebuie să coincidă cu atenuarea obținută din curba idealizată, cu atât schema QC este mai complexă.
QC trebuie să aibă un număr minim de elemente personalizabile (selectabile). La cea mai mare frecvență, atenuarea QC ar trebui să se apropie de zero. Pornirea QC nu ar trebui să modifice răspunsul în frecvență al atenuării legăturii asociate cu acesta, în acest caz, SL, altfel corecția frecvenței se va transforma într-un proces complex și consumator de timp de selecție empirică a elementelor QC. Când porniți QC la sfârșitul SL, trebuie utilizat un QC cu o impedanță de intrare constantă, iar când este pornit la începutul SL, cu o impedanță de ieșire minimă. O scădere a impedanței de ieșire a QC este de asemenea de dorit atunci când QC este pornit la sfârșitul SL, deoarece aceasta reduce tensiunea zgomotului extern indus pe circuitul de intrare al amplificatorului care urmează QC. Constanța rezistenței de intrare este utilă și în acele cazuri când KK este pornit în fața SL, deoarece acest lucru stabilizează modul LU.
Prin urmare, QC ar trebui să aibă o impedanță de intrare constantă, o impedanță de ieșire minimă, o atenuare minimă la cea mai mare frecvență de operare și cea mai mică cantitate de elemente reglabile.
Scheme de bază QC:
Cel mai simplu circuit cu două terminale, conectat în serie cu sarcina sau în paralel cu sarcina, nu oferă o corecție bună, deoarece impedanța de intrare a unui astfel de QC depinde de frecvență și modifică răspunsul în frecvență al SL.
Un circuit paralel complet are o impedanță de intrare constantă și o impedanță mare de ieșire care variază în funcție de frecvență. Un circuit în serie complet are o impedanță de intrare constantă și o impedanță de ieșire mică, care variază și în funcție de frecvență. Din acest motiv, un circuit în serie complet este cel mai potrivit pentru corecția SL. Circuitul T-bridge oferă o impedanță de intrare constantă, dar impedanța sa de ieșire este mai mare decât cea a unui circuit în serie completă. Prin urmare, este mai puțin potrivit pentru corectarea SD, deși este destul de comun în echipamentele tipice.
Gradul de complexitate al rețelelor cu două terminale și depinde de precizia corecției necesară. Dacă rețelele cu două terminale și c conțin fiecare două elemente, în plus, este formată dintr-o conexiune paralelă de rezistență activă și capacitate, - o conexiune în serie de rezistență activă și inductanță, atunci caracteristica de atenuare calculată va coincide cu cea idealizată la doi puncte - on (practic, în regiunea de joasă frecvență) și on. Dacă, - trei elemente, atunci meciul se obține la trei puncte. Odată cu creșterea cerințelor pentru acuratețea corectării răspunsului în frecvență, un singur QC nu este suficient. Apoi sunt utilizate două sau mai multe QC-uri și QC-uri suplimentare servesc la corectarea răspunsului inegal în frecvență rămas după introducerea primului QC.
Complicația QC din motive economice este nedorită. Prin urmare, ele sunt de obicei limitate la condiția coincidenței curbelor de atenuare QC idealizate și calculate în trei puncte, pe care le iau ca și unul intermediar. Formulele de calcul sunt simplificate semnificativ dacă se ia ca punct intermediar frecvența la care atenuarea QC este egală cu jumătate din maxim.
Circuitele bipolare și sunt sintetizate pe baza următoarelor considerații.
În regiunea frecvențelor inferioare, rezistența și ar trebui să fie pur activă. La cea mai mare frecvență calculată, ar trebui să meargă la zero și să se apropie de infinit. Acest lucru poate fi realizat prin efectuarea sub formă de serie și sub forma unui circuit oscilator paralel. Frecvențele de rezonanță ale circuitelor trebuie să fie egale și să coincidă cu cea mai mare frecvență a domeniului de funcționare. Atenuarea QC în regiunea de frecvență joasă este determinată de relația și:
Abruptul răspunsului în frecvență al atenuării QC crește odată cu creșterea raportului și, respectiv, frecvența de jumătate de amortizare crește. Pierderile în circuitele oscilatorii reduc precizia corecției la frecvențe mai mari. Prin urmare, inductoarele ar trebui să aibă o rezistență activă cât mai mică posibil. Condensatorii ar trebui să aibă pierderi dielectrice scăzute.
Ce ne poate oferi procesarea digitală în sistemele acustice? În primul rând, vreau să stipulez imediat că nu există o placă magică, prin instalarea căreia într-un sistem ieftin, obținem un sunet magic. Problemele difuzoarelor acustice trebuie tratate acustic. De exemplu, problemele asociate cu rezonanța cabinetului difuzorului, undele sonore staționare din interiorul cabinetului, rezonanța organelor unei conducte cu inversor de fază nu pot fi eliminate prin procesare digitală. În primul rând, aveți nevoie de un sistem de difuzoare proiectat corespunzător, cu componente bine alese. Dar totuși, unii parametri pot fi corectați folosind procesarea digitală a sunetului. Luați în considerare rezultatele pe un exemplu viu.
Ca cobai folosim sistemul CL3212 produs de PARK AUDIO. Sistemul este un difuzor format dintr-un cap de 12" 12CL76 și un driver de 1" DE250 produs de compania italiană B&C Speakers (Italia). Pentru început, să luăm în considerare funcționarea unui sistem pasiv. Un sistem pasiv este un sistem care nu are un amplificator încorporat și utilizează un crossover pasiv pentru a împărți spectrul de frecvență în benzi. CL3212 folosește un filtru de ordinul 2 de 12dB/octavă pentru woofer și un filtru de ordinul 3 de 18dB/octavă pentru tweeter.
Fig.1 Acum vom măsura răspunsul în frecvență acustică la o distanță de 1 metru de difuzor
Fig.2 Răspunsul în frecvență al sistemului pasiv CL3212, măsurat la o distanță de 1 metru, putere de intrare - 1W
Vedem că, în timp ce răspunsul în frecvență al sistemului este destul de liniar, răspunsul de fază nu se poate lăuda cu acest lucru. Posibilitățile filtrului pasiv sunt limitate. În special, este destul de dificil să combinați centrele acustice ale capetelor cu acesta. Acest lucru necesită introducerea unei întârzieri în semnalul electric aplicat unuia dintre capete, iar acest lucru este dificil de implementat într-un filtru pasiv. Puteți încerca să corectați răspunsul în frecvență al unui sistem pasiv folosind egalizarea parametrică.
Fig.3 Răspunsul în frecvență al sistemului pasiv egalizat CL3212, măsurat la 1 metru, putere de intrare - 1W
Verde - răspunsul în frecvență total al sistemului Roșu - răspuns de fază
După cum putem vedea, răspunsul în frecvență al sistemului a devenit mai liniar, dar PFC nu a fost egalizat. Metodele moderne de procesare a semnalului digital permit rezolvarea acestei probleme. În primul rând, aș dori să vorbesc puțin despre fundamentele teoretice. În descrierile sistemelor acustice sau ale procesoarelor de sunet, termenul de filtrare FIR este întâlnit periodic.
Ce este? Să aruncăm o privire rapidă asupra diferenței dintre cele două clase de filtre utilizate în procesarea audio: filtre IIR De la Infinite Impulse Response, în rusă - filtre cu un răspuns la impuls infinit. Aceasta este o implementare digitală a filtrelor analogice cu care suntem obișnuiți. Ele sunt descrise în termeni familiari nouă: un filtru trece-înalt Butterworth de ordinul 4 (panta declinului este de 24 dB/octavă), o frecvență de tăiere de 1500 Hz. Acest tip de filtru include, de asemenea, corectoare parametrice de răspuns în frecvență (egalizatoare familiare nouă). Ele sunt de obicei descrise prin parametri: frecvența de acordare, nivelul de creștere/reducere și lățime de bandă sau factor de calitate). Astfel de filtre sunt ușor de implementat. Sunt așa-numitele filtre cu fază minimă. Aceasta înseamnă că orice modificare a răspunsului în frecvență schimbă în mod inevitabil relațiile de fază în semnal. Cu cât este mai mare panta tăieturii filtrului sau factorul de calitate al filtrului trece-bandă, cu atât obținem defazajul la frecvența de tăiere.
Filtre FIR De la Finite Impulse Response, în rusă - filtre cu un răspuns la impuls finit.În formă analogică, astfel de filtre nu pot fi implementate. Principalul avantaj al filtrelor FIR este că vă permit să corectați răspunsul în frecvență al semnalului fără a-i afecta faza. Cu ele, putem folosi filtre crossover care nu introduc defazaj la frecvența genunchiului și folosim egalizare care nu introduce schimbare de fază la frecvențele corectate. În general, putem spune acest lucru: aceste filtre fac exact ceea ce ar trebui să facă și nimic mai mult. Dar, din păcate, nu este lipsită de dezavantaje. Filtrele FIR introduc o întârziere în semnalul procesat, iar cu cât semnalul pe care trebuie să-l procesăm este mai mic, cu atât mai multă întârziere va introduce filtrul nostru. Dacă pentru sistemele de acasă care funcționează de obicei independent, pot fi permise întârzieri destul de mari, atunci într-un sistem de difuzoare profesionale, care funcționează aproape întotdeauna împreună cu alte sisteme (de exemplu, subwoofere), întârzierile de peste 2 ms sunt inacceptabile. Prin urmare, intervalul de frecvență al procesării filtrului FIR este de obicei limitat la frecvențe medii și înalte. Pentru a corecta intervalul de joasă frecvență, se folosesc filtre IIR tradiționale. Să vedem cum va arăta sistemul nostru după împărțirea benzilor și corectarea răspunsului în frecvență folosind filtre FIR. Să setăm același sistem în configurația activă Bi-Amp. Fiecare dintre capete este conectat la propriul canal de amplificare, iar filtrele de încrucișare și corecția răspunsului în frecvență sunt implementate folosind un procesor (DSP), care face parte din modulul de amplificare DX700DSP.
Fig.4 Răspunsul în frecvență al sistemului CL3212, amplificatoare separate de bas și înalte, procesare prin filtrare FIR. Măsurată la o distanță de 1 metru, puterea de intrare - 1W
Verde - răspunsul în frecvență total al sistemului Roșu - răspuns de fază
După cum putem vedea, răspunsul în frecvență al sistemului a devenit aproape o linie dreaptă, răspunsul de fază în regiunea de frecvență medie a devenit, de asemenea, o linie aproape dreaptă. În regiunea de joasă frecvență, nu este posibilă egalizarea fazei, deoarece din cauza întârzierilor mari de procesare la frecvențe joase, filtrarea FIR nu poate fi utilizată Acum să încercăm să înțelegem cum liniaritatea caracteristicii fazei afectează reproducerea sunetului prin acustică. Pentru testare, folosim un meandre (impulsuri dreptunghiulare) ca semnal de testare. Meandrul „ideal” este suma unui număr infinit de sinusoide, fiecare având propria sa amplitudine și faza. Prin urmare, atunci când unda pătrată trece prin sistemul audio, pot fi identificate probleme în domeniul timpului. Toate componentele sinusoidale trebuie să fie transmise de sistem fără distorsiuni ale timpului de sosire pentru a produce din nou o undă pătrată la ieșire. Este important să realizați că întârzierea sistemului nu ar trebui să fie zero. Dar trebuie să fie același pentru toate frecvențele din lățimea de bandă a sistemului. O astfel de condiție va fi îndeplinită cu ușurință dacă sistemul testat are un răspuns de fază plat. Chiar dacă nimeni nu ascultă unda pătrată prin difuzoare, este un semnal de test clar, la care se vede foarte ușor distorsiunea temporală a semnalului care trece prin difuzor. Distorsiunile de amplitudine sau de timp sunt imediat vizibile și acest lucru ajută la înțelegerea cauzelor distorsiunilor. Deci, să încercăm să trecem o undă pătrată prin sistemul nostru cu un filtru pasiv:
Orez. 5 Ieșire unde pătrate CL3212 cu filtru pasiv
Pe fronturile impulsurilor primite este vizibilă o îmbinare temporală neideală a semnalelor de la capetele LF și HF, iar pe partea plată - denivelări cauzate de răspunsul inegal în frecvență al sistemului. Acest lucru ne oferă două chei pentru a îmbunătăți forma de undă de ieșire: - neteziți răspunsul în frecvență. - îmbunătățirea andocării temporale a difuzoarelor între ele (acest lucru va egaliza, printre altele, caracteristicile de fază ale sistemului). Acum vom efectua o măsurătoare similară pentru un sistem activ cu filtrare FIR.
Orez. 6 Ieșire unde pătrate CL3212 cu amplificatoare separate de bas și înalte, procesare folosind filtrarea FIR.
Vedem că toate inconsecvențele temporale de pe fronturile semnalului au dispărut, partea plată a pulsului a devenit complet netedă. Răspunsul tranzitoriu al sistemului a fost îmbunătățit considerabil. Acest lucru va afecta în mod favorabil claritatea și transparența reproducerii sunetului de către sistemul de difuzoare. De asemenea, sistemul va deveni mai previzibil pe măsură ce încercați să-l egalizați în continuare pentru condiții acustice specifice. Numeroase audiții au confirmat aceste rezultate.
